电路基础：一文通吃一切整流滤波电路（转载）

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基础电路

一般直流稳压电源都使用220伏市电作为电源，经过变压、整流、滤波后输送给稳压电路进行稳压，最终成为稳定的直流电源。这个过程中的变压、整流、滤波等电路可以看作直流稳压电源的基础电路，没有这些电路对市电的前期处理，稳压电路将无法正常工作。
1、变压电路
       通常直流稳压电源使用电源变压器来改变输入到后级电路的电压。电源变压器由初级绕组、次级绕组和铁芯组成。初级绕组用来输入电源交流电压，次级绕组输出所需要的交流电压。通俗的说，电源变压器是一种电→磁→电转换器件。即初级的交流电转化成铁芯的闭合交变磁场，磁场的磁力线切割次级线圈产生交变电动势。次级接上负载时，电路闭合，次级电路有交变电流通过。变压器的电路图符号见图2－3－1。

2、整流电路
       经过变压器变压后的仍然是交流电，需要转换为直流电才能提供给后级电路，这个转换电路就是整流电路。在直流稳压电源中利用二极管的单项导电特性，将方向变化的交流电整流为直流电。
（1）半波整流电路
       半波整流电路见图2－3－2。其中B1是电源变压器，D1是整流二极管，R1是负载。B1次级是一个方向和大小随时间变化的正弦波电压，波形如图 2－3－3（a）所示。0～π期间是这个电压的正半周，这时B1次级上端为正下端为负，二极管D1正向导通，电源电压加到负载R1上，负载R1中有电流通过；π～2π期间是这个电压的负半周，这时B1次级上端为负下端为正，二极管D1反向截止，没有电压加到负载R1上，负载R1中没有电流通过。在 2π～3π、3π～4π等后续周期中重复上述过程，这样电源负半周的波形被“削”掉，得到一个单一方向的电压，波形如图2－3－3（b）所示。由于这样得到的电压波形大小还是随时间变化，我们称其为脉动直流。

设B1次级电压为E，理想状态下负载R1两端的电压可用下面的公式求出：

       整流二极管D1承受的反向峰值电压为：

       由于半波整流电路只利用电源的正半周，电源的利用效率非常低，所以半波整流电路仅在高电压、小电流等少数情况下使用，一般电源电路中很少使用。

（2）全波整流电路
       由于半波整流电路的效率较低，于是人们很自然的想到将电源的负半周也利用起来，这样就有了全波整流电路。全波整流电路图见图2－3－6。相对半波整流电路，全波整流电路多用了一个整流二极管D2，变压器B1的次级也增加了一个中心抽头。这个电路实质上是将两个半波整流电路组合到一起。在0～π期间B1次级上端为正下端为负，D1正向导通，电源电压加到R1上，R1两端的电压上端为正下端为负，其波形如图2－3－7（b）所示，其电流流向如图2－3－8所示；在π～2π期间B1次级上端为负下端为正，D2正向导通，电源电压加到R1上，R1两端的电压还是上端为正下端为负，其波形如图2－3－7（c）所示，其电流流向如图2－3－9所示。在2π～3π、3π～4π等后续周期中重复上述过程，这样电源正负两个半周的电压经过D1、D2整流后分别加到R1两端，R1上得到的电压总是上正下负，其波形如图2－3－7（d）所示。

　

设B1次级电压为E，理想状态下负载R1两端的电压可用下面的公式求出：

       整流二极管D1和D2承受的反向峰值电压为：

       全波整流电路每个整流二极管上流过的电流只是负载电流的一半，比半波整流小一倍。

（3）桥式整流电路
       由于全波整流电路需要特制的变压器，制作起来比较麻烦，于是出现了一种桥式整流电路。这种整流电路使用普通的变压器，但是比全波整流多用了两个整流二极管。由于四个整流二极管连接成电桥形式，所以称这种整流电路为桥式整流电路。

       由图2－3－13可以看出在电源正半周时，B1次级上端为正，下端为负，整流二极管D4和D2导通，电流由变压器B1次级上端经过D4、R1、D2回到变压器B1次级下端；由图2－3－14可以看出在电源负半周时，B1次级下端为正，上端为负，整流二极管D1和D3导通，电流由变压器B1次级下端经过 D1、R1、D3回到变压器B1次级上端。R1两端的电压始终是上正下负，其波形与全波整流时一致。

       设B1次级电压为E，理想状态下负载R1两端的电压可用下面的公式求出：

       整流二极管D1和D2承受的反向峰值电压为：

       桥式整流电路每个整流二极管上流过的电流是负载电流的一半，与全波整流相同。
       通常情况下桥式整流电路都简化成图2－3－17的形式。

（4）倍压整流电路
       前面介绍的三种整流电路输出电压都小于输入交流电压的有效值，如果需要输出电压大于输入交流电压有效值时可以采用倍压电路，见图2－3－18。由图 2－3－19可知，在电源的正半周，变压器B1次级上端为正下端为负，D1导通，D2截止，C1通过D1充电，充电后C1两端电压接近B1次级电压峰值，方向为左端正右端负；由图2－3－20可知，在电源的负半周，变压器B1次级上端为负下端为正，D1截止，D2导通，C2通过D1充电，充电后C2两端电压接近C1两端电压与B1次级电压峰值之和，方向为下端正上端负。由于负载R1与C1并联，当R1足够大时，R1两端的电压即为接近2倍B1次级电压。

二倍压整流电路还有另外一种形式的画法，见图2－3－21，其原理与图2－3－18完全一致，只是表现形式不一样。

       二倍压电路还可以很容易的扩展为n倍压电路，具体电路见图2－3－22。

3、滤波电路
       交流电经过整流后得到的是脉动直流，这样的直流电源由于所含交流纹波很大，不能直接用作电子电路的电源。滤波电路可以大大降低这种交流纹波成份，让整流后的电压波形变得比较平滑。
（1）电容滤波电路
       电容滤波电路图见图2－3－23，电容滤波电路是利用电容的充放电原理达到滤波的作用。在脉动直流波形的上升段，电容C1充电，由于充电时间常数很小，所以充电速度很快；在脉动直流波形的下降段，电容C1放电，由于放电时间常数很大，所以放电速度很慢。在C1还没有完全放电时再次开始进行充电。这样通过电容C1的反复充放电实现了滤波作用。滤波电容C1两端的电压波形见图2－3－24（b）。

       选择滤波电容时需要满足下式的条件：

（2）电感滤波电路
       电感滤波电路图见图2－3－26。电感滤波电路是利用电感对脉动直流的反向电动势来达到滤波的作用，电感量越大滤波效果越好。电感滤波电路带负载能力比较好，多用于负载电流很大的场合。

（3）RC滤波电路
       使用两个电容和一个电阻组成RC滤波电路，又称π型RC滤波电路。见图2－3－27所示。这种滤波电路由于增加了一个电阻R1，使交流纹波都分担在R1上。R1和C2越大滤波效果越好，但R1过大又会造成压降过大，减小了输出电压。一般R1应远小于R2。

（4）LC滤波电路
       与RC滤波电路相对的还有一种LC滤波电路，这种滤波电路综合了电容滤波电路纹波小和电感滤波电路带负载能力强的优点。其电路图见图2－3－28。

（5）有源滤波电路
       当对滤波效果要求较高时，可以通过增加滤波电容的容量来提高滤波效果。但是受电容体积限制，又不可能无限制增大滤波电容的容量，这时可以使用有源滤波电路。其电路形式见图2－3－29，其中电阻R1是三极管T1的基极偏流电阻，电容C1是三极管T1的基极滤波电容，电阻R2是负载。这个电路实际上是通过三极管T1的放大作用，将C1的容量放大β倍，即相当于接入一个（β+1）C1的电容进行滤波。

       图2－3－29中，C1可选择几十微法到几百微法；R1可选择几百欧到几千欧，具体取值可根据T1的β值确定，β值高，R可取值稍大，只要保证T1的集电极－发射极电压（UCE）大于1.5V即可。T1选择时要注意耗散功率PCM必须大于UCEI，如果工作时发热较大则需要增加散热片。
       有源滤波电路属于二次滤波电路，前级应有电容滤波等滤波电路，否则无法正常工作。
4、整流滤波电路总结
（1）常用整流电路性能对照

电路名称	每个原件承受的最大反向电压	每个原件的平均电流	变压器次级电压有效值	变压器次级 电流有效值
半波整流	3.14U	I	2.221U＋e	1.571I
全波整流	3.14U	0.5I	1.111U＋e	0.786I
桥式整流	1.571U	0.5I	1.111U＋2e	1.111I

注：U为负载两端电压值；I为负载上电流值；e为整流二极管压降，一般取0.7V。
（2）常用无源滤波电路性能对照

电路名称	滤波效果	输出电压	输出电流	应用特点
电容滤波	稍差	高	稍小	结构简单。由于大容量滤波电容的广泛使用，克服了滤波效果稍差的缺点，广泛用于各类电源电路。
电感滤波	较差	低	大	电源电路中较少使用。
RC滤波	较好	较高	小	常用于电子管收音机电路和各种高低频退耦电路。
LC滤波	很好	高	稍小	电源电路中较少使用。

（3）电容滤波电路输出电流大小与滤波电容量的关系

输出电流 （A）	2	1	0.5～1	0.1～0.5	0.05～1	0.05
电容量 （μF）	4000	2000	1000	500	200～500	200

（4）常用整流滤波电路计算表

电路名称 （均使用电容滤波）	输入交流电压（有效值）	负载开路时输出电压	带负载时输出电压（估计值）	每个二极管的最大反向电压	每个二极管通过的电流	需要使用的二极管数量
半波整流	E	1.414E	E	2.828E	I	1
全波整流	2E	1.414E	1.2E	2.828E	0.5I	2
桥式整流	E	1.414E	1.2E	1.414E	0.5I	4
二倍压	E	2.828E	2E	2.828E	I	2